反激变压器设计计算公式？

反激变压器怎么计算？~

单端反激开关电源变压器设计

单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，它要承担着储能、变压、传递能量等工作。下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器设计进行了总结。
1、 已知的参数
这些参数由设计人员根据用户的需求和电路的特点确定，包括：输入电压Vin、输出电压Vout、每路输出的功率Pout、效率η、开关频率fs(或周期T)、线路主开关管的耐压Vmos。
2、 计算
在反激变换器中，副边反射电压即反激电压Vf与输入电压之和不能高过主开关管的耐压，同时还要留有一定的裕量(此处假设为150V)。反激电压由下式确定： Vf=VMos-VinDCMax-150V
反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定。所以确定了反激电压之后，就可以确定原、副边的匝比了。 Np/Ns=Vf/Vout
另外，反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态，根据在稳态下，变压器的磁平衡，可以有下式： VinDCMin•DMax=Vf•(1-DMax)
设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为Ip1，当开关管关断时，原边电流上升到Ip2。若Ip1为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。由能量守恒，我们有下式：
1/2•(Ip1+Ip2)•DMax•VinDCMin=Pout/η
一般连续模式设计，我们令Ip2=3Ip1
这样就可以求出变换器的原边电流，由此可以得到原边电感量： Lp= DMax•VinDCMin/fs•ΔIp
对于连续模式，ΔIp=Ip2-Ip1=2Ip1；对于断续模式，ΔIp=Ip2 。 可由AwAe法求出所要铁芯： AwAe=(Lp•Ip22•104/Bw•K0•Kj)1.14
在上式中， Aw为磁芯窗口面积，单位为cm2
Ae为磁芯截面积，单位为cm2 Lp为原边电感量，单位为H Ip2为原边峰值电流，单位为A
Bw为磁芯工作磁感应强度，单位为T
K0为窗口有效使用系数，根据安规的要求和输出路数决定，一般为0.2~0.4 Kj为电流密度系数，一般取395A/cm2
根据求得的AwAe值选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽之比比较大的磁芯，这样磁芯

我只想说，这个东西，你看这本书吧，好使~我同学推荐我看的，他就是看这个自己设计的，各种计算什么的，这东西百度上给你打字也不好讲吧，这本书讲的很详细，相信你会明白的~加油哦~祝你成功！

　　反激式(Flyback)变压器，或称转换器、变换器。因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名。
　　基本原理
　　当开关晶体管Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律: (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形
　　导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值:
　　Vce max = VIN / 1-Dmax
　　VIN: 输入直流电压 ; Dmax : 最大工作周期
　　Dmax = ton / T
　　由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax<0.5,在实际应用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vcemax ≦ 2.2VIN.
　　开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip为: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数 相等 NpIp = NsIs而导出. Ip亦可用下列方法表示:
　　Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax)η: 转换器的效率
　　公式导出如下:
　　输出功率 : Po = LIp2η / 2T
　　输入电压 : VIN = Ldi / dt设 di = Ip,且 1 / dt = f / Dmax,则:
　　VIN = LIpf / Dmax 或 Lp = VIN*Dmax / Ipf
　　则Po又可表示为 :
　　Po = ηVINf DmaxIp2 / 2f Ip = 1/2ηVINDmaxIp
　　∴Ip = 2Po / ηVINDmax
　　上列公式中 :
　　VIN : 最小直流输入电压 (V)
　　Dmax : 最大导通占空比
　　Lp : 变压器初级电感 (mH)
　　Ip : 变压器原边峰值电流 (A)
　　f : 转换频率 (KHZ)
　　设计步骤如下：

　　例如：输入电压:AC90-264V 输出电压:19V 输出电流:3.16A 输出功率:60W 频率:70K
　　Step1. 选择CORE材质,确定△B
　　本例为ADAPTER DESIGN,由于该类型机散热效果差,故选择CORE材质应考量高Bs,低损耗及高μi材质,结合成本考量,在此选用Ferrite Core, 以TDK 之 PC40 or PC44为优选, 对比TDK DATA BOOK, 可知 PC44材质单位密度
　　相关参数如下: μi = 2400 ± 25% Pvc = 300KW / m2 @100KHZ ,100℃
　　Bs = 390mT Br = 60mT @ 100℃ Tc = 215℃
　　为防止X'FMR出现瞬态饱和效应, 此例以低△B设计.
　　选 △B = 60%Bm, 即△B = 0.6 * (390 - 60) = 198mT ≒0.2 T
　　Step2确定Core Size和 Type.
　　1> 求core AP以确定 size
　　AP= AW*Ae=(Pt*104)/(2ΔB*fs*J*Ku)
　　= [(60/0.83+60)*104]/(2*0.2*70*103*400*0.2) = 0.59cm4
　　式中 Pt = Po /η +Po 传递功率;
　　J : 电流密度 A / cm2 (300~500) ; Ku: 绕组系数 0.2 ~ 0.5 .
　　2> 形状及规格确定.
　　形状由外部尺寸,可配合BOBBIN, EMI要求等决定,规格可参考AP值及形状要求而决定, 结合上述原则, 查阅TDK之DATA BOOK,可知RM10, LP32/13, EPC30均可满足上述要求,但RM10和EPC30可用绕线容积均小于LP32/13,在此选用LP32/13 PC44,其参数如下:
　　Ae = 70.3 mm2 Aw = 125.3mm2 AL = 2630±25% le = 64.0mm
　　AP = 0.88 cm4 Ve = 4498mm3 Pt = 164W ( forward )
　　Step3估算临界电流 IOB ( DCM / CCM BOUNDARY )
　　本例以IL达80% Iomax时为临界点设计变压器.
　　即 : IOB = 80%*Io(max) = 0.8*3.16 = 2.528 A
　　Step4求匝数比 n
　　n = [VIN(min) / (Vo + Vf)] * [Dmax / (1-Dmax)] VIN(min) = 90*√2 - 20 = 107V
　　= [107 / (19 + 0.6)] *[0.5 / (1- 0.5)]
　　= 5.5 ≒ 6
　　匝比 n 可取 5 或 6,在此取 6 以降低铁损,但铜损将有所增加.
　　CHECK Dmax:
　　Dmax = n (Vo +Vf) / [VINmin + n (Vo + Vf)]= 6*(19 + 0.6) /[107 + 6*(19 + 0.6)] = 0.52
　　Step5求CCM / DCM临
　　ΔISB = 2IOB / (1-Dmax) = 2*2.528 / (1-0.52) = 10.533
　　Step6计算次级电感 Ls 及原边电感 Lp
　　Ls = (Vo + Vf)(1-Dmax) * Ts / ΔISB = (19+0.6) * (1-0.52) * (1/70000) / 10=12.76uH
　　Lp = n*n*Ls = 6*6*12.76 = 459.4 uH ≒ 460
　　此电感值为临界电感,若需电路工作于CCM,则可增大此值,若需工作于DCM则可适当调小此值.
　　Step7求CCM时副边峰值电流Δisp
　　Io(max) = (2ΔIs + ΔISB) * (1- Dmax) / 2 ΔIs = Io(max) / (1-Dmax) - (ΔISB / 2 )
　　ΔIsp = ΔISB +ΔIs = Io(max) / (1-Dmax) + (ΔISB/2) = 3.16 / (1-0.52) + 10.533 / 2=11.85A
　　Step8求CCM时原边峰值电流ΔIpp
　　ΔIpp = ΔIsp / n = 11.85 / 6 = 1.975 A
　　Step9确定Np、Ns
　　1> Np
　　Np = Lp * ΔIpp / (ΔB* Ae) = 460*1.975 / (0.2*70.3) = 64.6 Ts
　　因计算结果为分数匝,考虑兼顾原、副边绕组匝数取整,使变压器一、二次绕组有相同的安匝值,故调整 Np = 60Ts OR Np = 66Ts
　　考量在设定匝数比n时,已有铜损增加,为尽量平衡Pfe与Pcu,在此先选 Np = 60 Ts.
　　2> Ns
　　Ns = Np / n = 60 / 6 = 10 Ts
　　3> Nvcc
　　求每匝伏特数Va Va = (Vo + Vf) / Ns = (19+0.6) / 10 = 1.96 V/Ts
　　∴ Nvcc = (Vcc + Vf) / Va =(12+1)/1.96=6.6
　　Step10计算AIR GAP
　　lg = Np2*μo*Ae / Lp = 602*4*3.14*10-7*70.3 / 0.46 = 0.69 mm
　　Step11计算线径dw
　　1> dwp
　　Awp = Iprms / J Iprms = Po / η / VIN(min) = 60/0.83/107 = 0.676A
　　Awp = 0.676 / 4 J取4A / mm2 or 5A / mm2
　　= 0.1 (取Φ0.35mm*2)
　　2> dws
　　Aws = Io / J = 3.16 / 4 (Φ1.0 mm)
　　量可绕性及趋肤效应,采用多线并绕,单线不应大于Φ0.4, Φ0.4之Aw= 0.126mm2, 则 0.79 (即Ns采用Φ0.4 * 6)
　　3> dwvcc Awvcc = Iv / J = 0.1 /4
　　上述绕组线径均以4A / mm2之计算,以降低铜损,若结构设计时线包过胖,可适当调整J之取值.
　　4> 估算铜窗占有率.
　　0.4Aw ≧Np*rp*π(1/2dwp)2 + Ns*rs*π(1/2dws)2 + Nvcc*rv*π(1/2dwv)2
　　0.4Aw ≧60*2*3.14*(0.35/2)2+10*6*3.14+(0.4/2)2+7*3.14*(0.18/2)2
　　≧ 11.54 + 7.54 + 0.178 = 19.26
　　0.4 * 125.3 = 50.12
　　50.12 > 19.26 OK
　　Step12估算损耗、温升
　　求出各绕组之线长. 求出各绕组之RDC和Rac @100℃ 求各绕组之损耗功率 加总各绕组之功率损耗(求出Total值) 如 : Np = 60Ts , LP32/13BOBBIN绕线平均匝长 4.33cm
　　则 INP = 60*4.33 = 259.8 cm Ns = 10Ts
　　则 INS = 10*4.33 = 43.3 cm
　　Nvcc = 7Ts
　　则 INvc = 7 * 4.33 = 30.31cm
　　查线阻表可知 : Φ0.35mm WIRE RDC = 0.00268Ω/cm @ 100℃
　　Φ0.40mm WIRE RDC = 0.00203 Ω/cm @ 100℃
　　Φ0.18mm WIRE RDC = 0.0106 Ω/cm @ 100℃
　　R@100℃ = 1.4*R@20℃
　　求副边各电流值. 已知Io = 3.16A.
　　副边平均峰值电流 : Ispa = Io / (1-Dmax ) = 3.16 / (1- 0.52) = 6.583A
　　副边直流有效电流 : Isrms = √〔(1-Dmax)*I2spa〕 = √(1- 0.52)*6.5832 = 4.56A
　　副边交流有效电流 : Isac = √(I2srms - Io2) = √(4.562-3.162) = 3.29A
　　求原边各电流值 :
　　∵ Np*Ip = Ns*Is
　　原边平均峰值电流 : Ippa = Ispa / n = 6.58 / 6 = 1.097A
　　原边直流有效电流 : Iprms = Dmax * Ippa = 1.097 * 0.52 = 0.57A
　　原边交流有效电流 : Ipac = √D*I2ppa = 1.097*√0.52 = 0.79A
　　求各绕组交、直流电阻.
　　原边 : RPDC = ( lNp * 0.00268 ) / 2 = 0.348Ω
　　Rpac = 1.6RPDC = 0.557Ω
　　副边 : RSDC = ( lNS*0.00203 ) /6 = 0.0146Ω
　　Rsac = 1.6RSDC = 0.0243Ω
　　Vcc绕组 : RDC =30.31*0.0106 = 0.321Ω
　　计算各绕组交直流损耗:
　　副边直流损 : PSDC = Io2RSDC = 3.162 * 0.0146 = 0.146W
　　交流损 : Psac = I2sac*Rsac = 3.292*0.0234 = 0.253W
　　Total : Ps = 0.146 + 0.253 = 0.399 W
　　原边直流损 : PPDC = Irms2RPDC = 0.572 * 0.348 = 0.113W
　　交流损 : Ppac = I2pac*Rpac = 0.792*0.557 = 0.348W
　　忽略Vcc绕组损耗(因其电流甚小) Total Pp = 0.461W
　　总的线圈损耗 : Pcu = Pc + Pp = 0.399 + 0.461 = 0.86 W
　　2> 计算铁损 PFe
　　查TDK DATA BOOK可知PC44材之△B = 0.2T 时,Pv = 0.025W / cm2
　　LP32 / 13之Ve = 4.498cm3
　　PFe = Pv * Ve = 0.025 * 4.498 = 0.112W
　　Ptotal = Pcu + PFe = 0.6 + 0.112 = 0.972 W 估算温升 △t 依经验公式 △t = 23.5PΣ/√Ap = 23.5 * 0.972 / √0.88 = 24.3 ℃
　　估算之温升△t小于SPEC,设计OK.
　　Step13结构设计
　　查LP32 / 13 BOBBIN之绕线幅宽为 21.8mm.
　　考量安规距离之沿面距离不小于6.4mm.
　　为减小LK提高效率,采用三明治结构即可。

你看的书就会把你给绕进去...绕半天却找不到自己了。其实反激的变压器很好计算的，基本是经验为主，公式为辅。就比如12V1A的变压器，首先凭经验确定用多大变压器，当然你得根据外壳和板的实际情况确定用什么类型的变压器，如EE的，EF的，还有EFD的，再都RM，PQ...等等，其次是大小，12W的经典变压器主是EF20的，先按经验得知12W的初级用90匝左右，那就计算次级，次级电压比和匝比是等同的，12V*1.414=17V， 最低输入电压是90V*1.414=127V，再127/17=7.47 这是他们的电压比，也就是匝比，再用初级匝数90/7.47=12 这就是次级匝数。看明白了就是90V输入12V输出，这是以最大占空比计算的，电感量也有公式计算， Lp=Vimin*Dmax ／Ipk*f Ipk=2Po／DmaxVimin，计算出来大概是1.8个mH，但根据经验得计算出来的电感量比实际上应用的要多一点，所以我们一般取1.5mH。这频率是以67K为标准的。

其实反激的变压器很好计算的

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思明区19131657064： 反激变压器设计计算公式? - ？
都荀妇女： 你看的书就会把你给绕进去...绕半天却找不到自己了.其实反激的变压器很好计算的,基本是经验为主,公式为辅.就比如12V1A的变压器,首先凭经验确定用多大变压器,当然你得根据外壳和板的实际情况确定用什么类型的变压器,如EE的,...

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思明区19131657064： Pwm和Pfm做反激,变压器计算公式? - ？
都荀妇女： 首先说你的概念有点混淆,反激变换器是没有PFM的.所谓P,W,M就是“脉冲”,“宽度”,“调制”.P,F,M就是“脉冲”,“频率”,“调制”.而反激变换器是靠改变开关管导通时间和开关周期来控制能量传输的多少.这是典型的PWM模式....

思明区19131657064： 反激式开关电源变压器的计算公式,是好是经验公式! - ？
都荀妇女： 最大占空比θonmax :θonmax = (Vo*Np/Ns)/[Vp+(Vo*Np/Ns)] 临界电感Lpo:如果为PWM式:Lpo = η*θonmax2 *Vp2/ (2*f*Po),如果为自激式:Lpo = Lp. 自激式电路工作频率f:f = (η*Vp2*θ2)/(2*Lp*Po) 实际工作占空比θon:如果输出电感Ls≥Lso:θon=θonmax 否则: θon=√{2*f*Ls*Po /[(Vs-0.5)*(Vs-0.5-Vo)]} 公式太多了,你要的是哪一个公式啊?还是全部啊? 你留一个邮箱吧,我把资料发给你吧.你要的资料太多了.

思明区19131657064： 反激式开关电源变压器的计算公式 解决时间:2011 - 6 - 13 12:25 | 提问者:liuxinhuana - ？
都荀妇女： 这是我刚做的18w变压器你可以参考一下(设定Vmin的值可以得到你想要的电压范围,比如你说的110-250V的范围我就可以设定Vmin=根号110V代入下面公式就得了)根据经验我选择EE25/19,(其实这个磁心的选择也是有公式的,太久不用...

思明区19131657064： 计算反激式开关电源变压器的设计参数. - ？
都荀妇女： 首先根据反射电压求出变压器的关键参数匝比 n=Vor/Vo+vd=80/30.5=2.6; 求的匝比后,就可求Dmax 根据伏秒特性有 n=√2*Vinmin*Dmax /Vo*(1-Dmax )=1.414*85*Dmax/30*(1-Dmax )=2.6Dmax =0.39 电流I为 I=Vo*Io/η/√2*Vinmin=30*0.3/0....

思明区19131657064： 反激式变压器设计 - ？
都荀妇女： 不对,Vp=Vdc, MOS管导通,变压器初级绕组上的电压就是输入整流后的电压,反射电压是MOS管关断时初级绕组上的电压

思明区19131657064： 反激式开关电源变压器怎么设计 - ？
都荀妇女： 大概步骤如下: 首先确定输出功率Po,然后确定开关频率Fsw,选择磁芯确定变压器磁芯参数Ae, 设计变压器;设定参数最大占空比Dmax 、磁感应强度变化ΔB、效率 η 输入功率 Pin = Po/η;输入平均电流 Iav = Pin/Vin(min);Iav=1/2*Ipeak*...

思明区19131657064： 反激式开关电源变压器的匝比怎么算? - ？
都荀妇女： 1.确定最大占空比.如果你追求电路简单,成功率高,那么最大占空比不要超过0.5.选0.45就可以了.如果超过0.5就必须增加斜波补偿,否则会出现次斜波振荡. 切记无论如何不要超过0.7.否则很难稳定可靠工作,即便样机可以也无法保证...

思明区19131657064： 请问一下各位高手反激式开关电源变压器的匝比是怎么算的啊?谢谢! - ？
都荀妇女： 反激变换器因其电路简洁,元器件数量少等诸多优点,其市场占有率远高于其他拓扑变换器. 然而反激变换器的设计也是最为灵活多变的.设计者可以从不同角度切入产品的设计. 而其工作模式又有连续模式,非连续模式以及临界模式的不同...